BOOST拓扑应用指南

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1 Boost控制器应用场景

2 Boost电路组成

3 计算相关参数

• 电感选型、采样电阻选取、采样消隐、斜坡补偿设置、MOS管选型、续流二极管选型、输出电容选择、输入电容选择、使能控制实现、输出电压设定、补偿元件参数的计算

4 控制器选型与推荐

摘要

BOOST是开关电源中的三种基础拓扑之一，应用于供电电压低但负载需要得到比输入电压更高的场景。如汽车中的车灯、音响功放、中控、T-BOX、激光雷达等。

因应用场景的电压和功率各不相同，内置MOSFET升压转换器的功率及耐压有时会受限。内置MOSFET若是用单Die工艺成本会比市面上成熟的分立MOSFET高，且分立的MOSFET很多样也易选择；若采用多Die合封，可靠性和热及灵活性受到限制。

这时控制器加外置MOSFET的方式是个高性价比的不错选择。功率器件外置后给应用者带来了一定的器件选型挑战。本篇内容我们将基于BOOST控制器SCT8162xQ系列中SCT81620的BOOST拓扑应用参数计算进行梳理。

示例规格如下：

输入：DC6V-16V，耐压需要36V；

输出：DC43V 1.4A

输出纹波：±3%@静态，±5%@动态

目录

1 摘要 Boost控制器应用场景1

2 Boost电路组成3

3 计算相关参数4

3.1电感选型4

3.2采样电阻选取4

3.3采样消隐、斜坡补偿设置5

3.4 MOS管选型5

3.5续流二极管选型6

3.6输出电容选择6

3.7输入电容选择7

3.8使能控制实现7

3.9输出电压设定8

3.10补偿元件参数8

4 控制器选型与推荐9

二、电路组成

电路的功率拓扑确定后，功率级参数关乎系统效率和EMI及成本等。

器件选型可先完成功率级器件参数设定，再通过补偿级的阻容参数配置使系统稳定工作和提供足够的负载动态响应等。

规格确认

1、SCT81620Q芯片输入电压范围：3.2V-50V，宽于示例要求的输入电压DC6V-16V和耐压36V。

2、 占空比Dmax=1-η*Vin_min/(Vout+Vd)=1-0.9*6/43.6=0.876，系统效率预设90%.

根据规格书开关频率设置在400KHz 是可以维持91%占空比,示例选择350KHZ。

根据Dmax=1-Toff_min*Fsw,若Toff_min固定则通过调整Fsw也是可以改变Dmax。

实际上SCT81620的Toff_min与Fsw是成反比的，不是个固定值。

RFA=(19700/350)-1.177=55KΩ，选标准阻值56 KΩ

三、计算相关参数

3.1电感选型

为避免应用过程中电感饱和，须保证电感峰值电流不可大于电感的饱和电流，BOOST拓扑电感峰值电流最恶劣条件是负载满载且在VIN_min时。根据伏秒平衡及电感电流的纹波率可计算出电感量，其中纹波率取20%-40%，性价比是最高的。电感量过小，电感电流纹波大，电感饱和电流就得要选的更大，开关管的温升也会高，甚至EMI问题也会比较明显；电感量过大，电感电流纹波会比较小，但导致动态响应变差，尺寸也会比较大，成本甚至增加。

电感的平均电流I_L=Io/(1-D)=1.4/(1-0.876)=11.29A

电感的纹波电流△I_L，基于纹波率选择30%。△I_L=0.3*I_L=3.39A

电感峰值电流I_PK=I_L+△I_L /2=12.98A。

考虑预留20%余量，可选取≥16.22A饱和电流的电感

开关频率fsw上面已预设为 350KHz

电感量L=(Vin_min*D)/( △I_L*fsw)=(6V*0.876)/( 3.339A*350KHz )=4.43uH，如选择标准值4.7uH。

3.2采样电阻选取

BOOST拓扑限流电阻即采样电感的峰值电流。根据I_PK考虑预留10%余量，限流点可设置14.42A。

根据I_{PEAK_CL}=(Vsense-40uA*RSL*D)/RSNS146.5mV/14.42A=10.16mohm

初步选择10mΩ，此值是基于无外部斜坡补偿，RSL=0Ω状况。若不是0Ω，还需要结合RSL值。

电阻是耗能元器件，选型时一定要评估所选的电阻额定功率是否满足要求。

根据P_RSNS= I_{PEAK_CL}^2* RSNS=14.42A*14.42A*0.01=2.08W，选择3W，1%精度的2512封装

3.3采样消隐、斜坡补偿设置

因寄生参数，外置开关管的每次开启不可避免带来开关毛刺，甚至可能会引起内部误动作。为了消除开关毛刺的影响，采样延时或外接RC滤波电路是必要的。防止高占空比下的次谐波振荡，SCT81620Q 提供了内部固定补偿加外部可选的可调整斜率补偿方式。

当内部斜率补偿不够大的，需要使用外部RSL额外斜率补偿。根据峰值电流模控制理论，斜率补偿中的斜坡斜率必须大于电感电流下降斜率的一半，设置0.75为佳，以防止高占空比下的次谐波振荡。

根据(40uA* RSL+90mV)*fsw/(((Vo+Vd)-VIN )*RSNS /L)=0.39<0.75

建议外加斜率补偿。根据以上公式，RSL可取560Ω, RSNS需改为9mΩ，当外加斜率补偿后其限流值也跟着变化，所以采样电阻的选择是一个不断迭代过程。

外接RC滤波时，在消隐的这段时间内，芯片不会对过流做出反应，即导通时间小于2*RSL*CSL时，峰值电流限制无效,且此过流点随供电电压的变化而变化。

根据在关断期间要使 CSL完全放电，RC时间常数应满足3*RSL*CSL<(1-D)/fsw

可推出CSL<214PF。

根据(1-Vin_max/Vo)/fsw>2*RSL*CSL可计算出限流有效对应的最高供电电压为39.6V。

3.4 MOS管选型

MOSFET是电源核心器件之一，其选型关乎到系统的性能和成本等；也是系统中主要的热源之一，车载应用大多是在密闭环境中，考虑散热处理及生产方便我们可以选择贴片的封装如5mm*6mm ，也可利用铝制外壳当散热器。基于DC/DC应用中的MOSFET常见失效模式，可重点评估MOSFET的雪崩与SOA两个指标, 选择正确的MOSFET规格也是一个迭代过程。

1. 驱动电压

根据控制器的驱动电压为6V，我们可选择4V及以下开启的，考虑车载应用环境可以选择4V也利于提高抗干扰。

1. 耐压

Vds>1.25*(Vo+Vd)=1.25*(43+0.85)=54.8V,选取耐压60V

1. 额定电流的初步范围确认

Id>(3-5)*IPEAK_CL=(3-5)*14.42A=43A-72A

1. Qg

当频率超过100KHz后，由于MOSFET的G、D、S各极之间存在寄生电容，驱动时电容存在充放电电流和充放电时间从而产生损耗，因此必须注意MOSFET的栅极电荷Qg,输出电容Coss,以及栅极驱动电阻对开关损耗的影响。其中总栅极电荷 (QG_total)是重点关注的参数，不能大到足以使内部 VCC 稳压器置于电流限制状态，SCT81620虽没有电流限制，考虑功耗建议根据如下限定。

Qg<70mA/fsw=200nF

1. 热评估

根据前面4个步骤，初步可选用IAUC60N06S5N074（7.4mΩ@60V60A）。为了确保MOSFET可靠性，通常最大工作结温降低 10°C 至 25°C，常用FR4材质的PCB，温度上限为110度左右。

根据所选择的MOSFET参数计算温度降额后电流

Id(25℃@Vgs=6V)=sqrt((Tjmax-Tc)/(Rdson_max*a*Rθjc))

= sqrt((175℃-25℃)/(11mΩ*1.62*2.9K/W))=53.87A

Id(110℃)=Ids(25℃)*(Tj-Tc)/(Tjmax-25℃)=53.87A*(150℃-110℃)/(150℃-25℃)

=17.2A> I_{PEAK_CL}

再根据MOSFET损耗来判断MOSFET本身的热阻是否可以满足散热要求，其中导通损耗、开关损耗、驱动损耗占大头。也可根据对MOSFET实测波形用线性近似法来对各个时间范围进行分割从而计算功率损耗。必要的话需外加散热器辅助散热。

3.5续流二极管选型

车载应用一般是密闭环境，温度会比较高。因此续流二极管选型时，除了低 VF之外，从降低热失控风险的观点来看，低 IR特性和封装的散热性能也变得非常重要。还需特别注意，因升压拓扑启机瞬间输入输出存在必然通路所以续流二极管需能承受此浪涌电流。

二极管的反向额定电压必须大于负载电压，Vrrm>1.25*Vo=1.25*43V=53.75V,选取耐压60V

续流管电流ID=(3~5)*Io=(3~5)*1.4A=4.2A~7A ，如选择DIODES的PDS760Q

3.6输出电容选择

① 耐压

(1.25-1.5)*Vo=1.25*43V=53.75V，可以选择63V。

② 容量

考虑负载10%-90% 阶跃时，即从0.14A至1.26A变化，输出电流全由输出电容提供，输出电压变化量不超过5%=2.15V，此时对电容量要求最为苛刻，所以输出电容必须足够大，提供芯片足够时间响应，从而将输出电压保持在指定范围内。BOOST拓扑由于是在Toff时能量传递至输出，存在不可补偿的右半平面零点，因此系统响应带宽建议设置在1/10-1/3右半平面零点。基于低ESR选用MLCC陶瓷电容，需考虑电容精度、MLCC直流偏置。

1. 右半平面零点频率

f_rhpz=(Ro(1-D)^2)/(2π*L) =((43/1.4)*(1-0.87) ^2)/(6.28*4.7uH)=17.58KHz

2）若取1/5的f_rhpz作为带宽频率fc=3.516KHz

根据电容方程I×∆T=C×∆U；I=∆Io=1.12A，∆T=0.3/fc，∆U=2.15V

可推出输出电容值：

Cout>0.3*∆Io/(fc*∆Vo)=0.3*1.12A/(3.516KHz*2.15V)=44.44uF

可以选4个63V 2220封装的22uF 。

考虑成本及大容量选用电解电容时，需注意其耐纹波电流以及ESR的影响，ESR应尽量小。输出电容第一任务是滤除输出高频纹波，但因ESR产生的零点频率与穿越频率范围相当，会影响穿越频率附近的增益大小与相位。应用中电解电容同时并联MLCC提高滤波效果。

3.7输入电容选择

BOOST拓扑的输入电容电流具有连续性。由于电感电流的变化，引起输入电容充放电和内部ESR使得电容电压存在纹波，不同客户对输入电压纹波要求不同，建议输入有足够的电容量以使输入电压纹波在规定范围内，示例按200mV。

① 耐压

(1.25-1.5)*VINmax =1.25*36V=45V可以选择50V

② 容量

基于低ESR首选MLCC陶瓷电容，但容量也相对较小，其容值对纹波起决定作用。根据如下公式可以计算出来容值为5.659uF, 可以选3个50V 1210封装的10uF。

Cin>VINmin*D/(8*fsw*fsw*L*∆Vin)

=6*0.874/(8*350KHz*350KHz*4.7uH*200mv)=5.69 uF

3.8使能控制实现

通过将SD的PIN脚上拉超过1.3V即可实现关断芯片。

需注意 SCT81620此PIN脚耐压是5.5V。

3.9输出电压设定

考虑电压精度和避免噪声干扰及损耗，建议R_BOT取值在60KΩ内，这里选择24.9KΩ，根据给定的反馈参考电压 Vref=1.26V，可以计算出分压电阻R_TOP的值。

R_TOP=R_BOT*(Vo/Vref-1)=24.9K*(43V/1.26V-1)=825KΩ

3.10补偿元件参数的计算

由于功率级电路部分含有LC器件所以环路增益会有时间的延迟或相位差异，所以误差放大器需有频域的增益大小与相位补偿。SCT81620/Q的误差放大器采用电压控电流型运放结构，且采用峰值电流控制模式。

BOOST拓扑由于是在Toff时能量传递至输出，存在不可补偿的右半平面零点，因此系统带宽fc建议设置在1/10-1/3的右半平面零点。

通过设置R_C提供足够的相位裕量，根据零极点抵消法，C_C1的选取需要将其与R_C生成的补偿器零点放置在功率级负载极点处(输出电容与负载等效阻抗产生的极点)或略高的地方如0.1*fc。相关参数的计算如下：

1. 补偿电阻

Rc=(2π*fc*Co*Vo*Vo)/(Gea*0.24/Rsns*Vref*Vinmin)

=(6.28*3.516KHz*43V*43V*44uF)/(900us*0.24/9mΩ*1.26V*6V)=9.9KΩ取10KΩ

1. 补偿电容

C_C1=1/()=1/(6.28*10K*0.1*3516Hz)=45.28nF取47nF

C_C2产生的高频极点是用来抵消输出电容的ESR零点，当输出电容为陶瓷电容时，由其ESR零点频率远高于工作频率，所以，对于采用陶瓷输出电容的应用C_C2可以被省略掉。输出电容若是电解电容，带宽需要低一些，另需要注意ESR随温度变化影响环路的问题。

四、控制器选型与推荐